یک مبدل بدون ترانسفورمر بسیار افزاینده جدید با ریپل جریان ورودی پایین برای سیستم های فتوولتائیک

الموضوعات :

کرار سعد فرج ¹ , مجید دلشاد ² , ومیض ریاض عبدالعظیم ³ , محمد روح اله یزدانی ⁴ , بهادر فانی ⁵

1 - دانشکده مهندسی برق، واحد اصفهان (خوراسگان)، دانشگاه آزاد اسلامی، اصفهان، ایران
2 - دانشکده مهندسي برق، واحد اصفهان (خوراسگان)، دانشگاه آزاد اسلامی، اصفهان، ایران
3 - دانشکده مهندسی، دانشگاه بغداد، بغداد، عراق
4 - دانشکده مهندسي برق، واحد اصفهان (خوراسگان)، دانشگاه آزاد اسلامی، اصفهان، ایران
5 - دانشکده مهندسي برق، واحد اصفهان (خوراسگان)، دانشگاه آزاد اسلامی، اصفهان، ایران

تاريخ الإرسال : 17 الأربعاء , صفر, 1446 تاريخ التأكيد : 24 الأحد , ربيع الثاني, 1446 تاريخ الإصدار : 01 الجمعة , شوال, 1447

الکلمات المفتاحية: مبدل¬های بسیار افزاینده, کلیدزنی نرم, مدولاسیون پهنای پالس, کلیدزنی در ولتاژ صفر,

ملخص المقالة :

در این مقاله یک مبدل بسیار افزاینده با بهره ولتاژ بسیار بالا و ریپل جریان ورودی پایین برای سیستمهای فوتو ولتاییک ارایه شده است. از ویژگی اصلی مبدل عدم استفاده از سلفهای ترویج شده و افزایش بهره با استفاده از خازنهای سوییچ شده می باشد لذا حجم و وزن مبدل بسیار کاهش یافته است. مدار کمکی شرایط کلیدزنی در ولتاژ صفر را برای سوییچهای اصلی و کمکی فراهم کرده است و به علت تعداد المان پایین راندمان مبدل بطور محسوس بهبود یافته است. ریپل جریان ورودی مبدل بسیار پایین است که موجب می گردد دنبال کردن ماکزیمم توان از سلولهای فوتوولتایک ساده گردد. به علت افزایش بهره و کاهش استرس ولتاژ روی سوییچها امکان استفاده از سوییچها با مقاومت پایینتر فراهم گشته و تلفات هدایتی متعاقبا کاهش می یابد. همچنین به خاطر عملکرد مکمل سوییچها طراحی مدار کنترل ساده می باشد و کنترل مبدل بصورت PWM باقی می ماند. مبدل در توان 110 وات و خروجی 330 ولت در نرم افزار PSPICE شبیه سازی شده است و در نهایت یک نمونه عملی از آن ساخته شده و نتایج آزمایشگاهی نتایج شبیه سازی را تایید می کنند.

المصادر:


[1] J. M. Carrasco et al., "Power-electronic systems for the grid integration of renewable energy sources: A survey," IEEE Transactions on industrial electronics, vol. 53, no. 4, pp. 1002-1016, 2006, doi: 10.1109/TIE.2006.878356.
[2] Q. Li and P. Wolfs, "A review of the single phase photovoltaic module integrated converter topologies with three different DC link configurations," IEEE Transactions on power electronics, vol. 23, no. 3, pp. 1320-1333, 2008, doi: 10.1109/TPEL.2008.920883.
[3] J. T. Bialasiewicz, "Renewable energy systems with photovoltaic power generators: Operation and modeling," IEEE Transactions on industrial Electronics, vol. 55, no. 7, pp. 2752-2758, 2008. doi:10.1109/TIE.2008.920583.
[4] K.-C. Tseng, C.-C. Huang, and W.-Y. Shih, "A high step-up converter with a voltage multiplier module for a photovoltaic system," IEEE transactions on power electronics, vol. 28, no. 6, pp. 3047-3057, 2012, doi: 10.1109/TPEL.2012.2217157.
[5] V. V. Scarpa, S. Buso, and G. Spiazzi, "Low-complexity MPPT technique exploiting the PV module MPP locus characterization," IEEE transactions on industrial electronics, vol. 56, no. 5, pp. 1531-1538, 2008, doi: 10.1109/TIE.2008.2009618.
[6] W. Li, L. Fan, Y. Zhao, X. He, D. Xu, and B. Wu, "High-step-up and high-efficiency fuel-cell power-generation system with active-clamp flyback–forward converter," IEEE transactions on Industrial Electronics, vol. 59, no. 1, pp. 599-610, 2011, doi: 10.1109/TIE.2011.2130499.
[7] Y. Zheng, B. Brown, W. Xie, S. Li, and K. Smedley, "High step-up DC–DC converter with zero voltage switching and low input current ripple," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 35, no. 9, pp. 9416-9429, 2020, doi: 10.1109/TPEL.2020.2968613.
[8] Q. Zhao and F. C. Lee, "High-efficiency, high step-up DC-DC converters," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 18, no. 1, pp. 65-73, 2003, doi: 10.1109/TPEL.2002.807188.
[9] W. Li and X. He, "Review of nonisolated high-step-up DC/DC converters in photovoltaic grid-connected applications," IEEE Transactions on industrial electronics, vol. 58, no. 4, pp. 1239-1250, 2010, doi: 10.1109/TIE.2010.2049715.
[10] C.-T. Pan, C.-F. Chuang, and C.-C. Chu, "A novel transformer-less adaptable voltage quadrupler DC converter with low switch voltage stress," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, no. 9, pp. 4787-4796, 2013, doi: 10.1109/TPEL.2013.2287020.
[11] S. Chakraborty, M. G. Simões, and W. E. Kramer, "Power electronics for renewable and distributed energy systems," A Sourcebook of Topologies, Control and Integration, vol. 99, p. 100, 2013.
[12] L. Huber and M. M. Jovanovic, "A design approach for server power supplies for networking applications," in APEC 2000. Fifteenth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (Cat. No. 00CH37058), 2000, vol. 2: IEEE, pp. 1163-1169, doi: 10.1109/APEC.2000.822834.
[13] T.-F. Wu and T.-H. Yu, "Unified approach to developing single-stage power converters," IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, vol. 34, no. 1, pp. 211-223, 1998, doi: 10.1109/7.640279.
[14] B.-R. Lin, H.-H. Lu, and Y.-L. Hou, "Single-phase power factor correction circuit with three-level boost converter," in ISIE'99. Proceedings of the IEEE International Symposium on Industrial Electronics (Cat. No. 99TH8465), 1999, vol. 2: IEEE, pp. 445-450, doi: 10.1109/ISIE.1999.798653.
[15] T.-J. Liang and K. Tseng, "Analysis of integrated boost-flyback step-up converter," IEE Proceedings-Electric Power Applications, vol. 152, no. 2, pp. 217-225, 2005.
[16] D. Vinnikov and I. Roasto, "Quasi-Z-source-based isolated DC/DC converters for distributed power generation," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 58, no. 1, pp. 192-201, 2010, doi: 10.1109/TIE.2009.2039460.
[17] M. Nymand and M. A. Andersen, "High-efficiency isolated boost DC–DC converter for high-power low-voltage fuel-cell applications," IEEE Transactions on industrial electronics, vol. 57, no. 2, pp. 505-514, 2009, doi: 10.1109/TIE.2009.2036024.
[18] G. Wu, X. Ruan, and Z. Ye, "Nonisolated high step-up DC–DC converters adopting switched-capacitor cell," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 62, no. 1, pp. 383-393, 2014, doi: 10.1109/TIE.2014.2327000.
[19] W. Li and X. He, "Review of nonisolated high-step-up DC/DC converters in photovoltaic grid-connected applications," IEEE Transactions on industrial electronics, vol. 58, no. 4, pp. 1239-1250, 2010, doi: 10.1109/TIE.2010.2049715.
[20] Q. Zhao and F. C. Lee, "High performance coupled-inductor DC-DC converters," in Proc. IEEE APEC, 2003, vol. 3, pp. 109-113, doi: 10.1109/APEC.2003.1179184.
[21] E. Adib and H. Farzanehfard, "Zero-voltage transition current-fed full-bridge PWM converter," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 24, no. 4, pp. 1041-1047, 2009, doi: 10.1109/TPEL.2008.2011553.
[22] Y. Zheng, B. Brown, W. Xie, S. Li, and K. Smedley, "High step-up DC–DC converter with zero voltage switching and low input current ripple," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 35, no. 9, pp. 9416-9429, 2020, doi: 10.1109/TPEL.2020.2968613.
[23] M. Forouzesh, Y. P. Siwakoti, S. A. Gorji, F. Blaabjerg, and B. Lehman, "Step-up DC–DC converters: a comprehensive review of voltage-boosting techniques, topologies, and applications," IEEE transactions on power electronics, vol. 32, no. 12, pp. 9143-9178, 2017, doi: 10.1109/TPEL.2017.2652318.
[24] G. Palumbo and D. Pappalardo, "Charge pump circuits: An overview on design strategies and topologies," IEEE Circuits and Systems Magazine, vol. 10, no. 1, pp. 31-45, 2010, doi: 10.1109/MCAS.2009.935695.
[25] J. A. Starzyk, Y.-W. Jan, and F. Qiu, "A DC-DC charge pump design based on voltage doublers," IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Fundamental Theory and Applications, vol. 48, no. 3, pp. 350-359, 2001, doi: 10.1109/81.915390.
[26] M. D. Seeman and S. R. Sanders, "Analysis and optimization of switched-capacitor DC–DC converters," IEEE transactions on power electronics, vol. 23, no. 2, pp. 841-851, 2008. doi:10.1109/TPEL.2007.915182
[27] M. S. Makowski, "Realizability conditions and bounds on synthesis of switched-capacitor DC-DC voltage multiplier circuits," IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Fundamental Theory and Applications, vol. 44, no. 8, pp. 684-691, 1997, doi: 10.1109/81.611263.
[28] Y. Lei and R. C. N. Pilawa-Podgurski, "A general method for analyzing resonant and soft-charging operation of switched-capacitor converters," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 30, no. 10, pp. 5650-5664, 2014, doi: 10.1109/TPEL.2014.2377738.
[29] H. S.-H. Chung, "Design and analysis of a switched-capacitor-based step-up DC/DC converter with continuous input current," IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Fundamental Theory and Applications, vol. 46, no. 6, pp. 722-730, 1999, doi: 10.1109/81.768828.
[30] B. W. Williams, "Unified synthesis of tapped-inductor DC-to-DC converters," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, no. 10, pp. 5370-5383, 2013, doi: 10.1109/TPEL.2013.2291561.
[31] T.-F. Wu, Y.-S. Lai, J.-C. Hung, and Y.-M. Chen, "Boost converter with coupled inductors and buck–boost type of active clamp," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 55, no. 1, pp. 154-162, 2008, doi: 10.1109/TIE.2007.903925.
[32] S. Shabani, M. Delshad, R. Sadeghi, and H. H. Alhelou, "A high step-up PWM non-isolated DC-DC converter with soft switching operation," IEEE Access, vol. 10, pp. 37761-37773, 2022. doi: 10.1109/ACCESS.2022.3163146.

نص كامل:



کرار سعد فرج، مجید دلشاد، ومیض ریاض عبدالعظیم، محمد روح الله یزدانی، بهادر فانی

 

 

Technovations of Electrical Engineering in Green Energy System

Research Article                                                                         (2026) 4(4):32-45

 

A New Transformerless Step-up Converter with Low Input Current Ripple for Photovoltaic System

Karrar Saad Faraj1, PhD Student, Majid Delshad1, Associate Professor,Wameedh Riyadh Abdul-Adheem2, Assistant Professor, Mohammad Rouhollah Yazdani1, Associate Professor,

Bahador Fani1, Associate Professor

1 Department of Electrical Engineering, Isfahan (Khorasgan) Branch, Islamic Azad University, Khorasgan, Isfahan, Iran

2 College of Engineering, Baghdad University, Baghdad, Iraq

 

Abstract:

In this paper, a step-up converter with very high voltage gain and low input current ripple for photovoltaic systems is presented. One of the main features of the converter is not using coupled- inductors and increasing gain by using switched-capacitors, so the volume and weight of the converter has been greatly reduced. The auxiliary circuit has provided zero voltage switching conditions for the main and auxiliary switches, and due to the low number of elements, the efficiency of the converter has been significantly improved. The input current ripple of the converter is very low, which makes it easy to track the maximum power point from the photovoltaic cells. Due to the increase in gain and decrease in voltage stress on the switches, it is possible to use switches with lower RDS(on), and conduction losses are subsequently reduced. Also, due to the complementary function of the switches, the design of the control circuit is simple and the control of the converter remains as PWM. The converter is simulated in PSPICE software with a power of 110 W and an output of 330 V, and finally a prototype is made of it, and the laboratory results confirm the simulation results.

Keywords: High step-up converters, Soft switching, Pulse width modulation, Zero voltage switching

 

 

 

 

 

 

Received: 21 August 2024

Revised: 15 September 2024

Accepted: 27 October 2024

Corresponding Author: Dr. Majid Delshad, [e-mail]

DOI: http://dx.doi.org/ teeges.2026.1129677

 

 

فناوری‏های نوین مهندسی برق در سیستم انرژی سبز

         ..مقاله پژوهشی...       

 

یک مبدل بدون ترانسفورمر بسیار افزاینده جدید با ریپل جریان ورودی پایین برای سیستم های فتوولتائیک

کرار سعد فرج1،دانشجوی دکتری، مجید دلشاد1 ، دانشیار، ومیض ریاض عبدالعظیم2، استادیار، محمد روح الله یزدانی1، دانشیار،

بهادر فانی1، دانشیار

۱- دانشکده مهندسي برق، واحد اصفهان (خوراسگان)، دانشگاه آزاد اسلامی، اصفهان، ایران

۲- دانشکده مهندسی، دانشگاه بغداد، بغداد، عراق

 

چكيده: در این مقاله یک مبدل بسیار افزاینده با بهره ولتاژ بسیار بالا و ریپل جریان ورودی پایین برای سیستمهای فوتو ولتاییک ارایه شده است. از ویژگی اصلی مبدل عدم استفاده از سلفهای ترویج شده و افزایش بهره با استفاده از خازنهای سوییچ شده می باشد لذا حجم و وزن مبدل بسیار کاهش یافته است. مدار کمکی شرایط کلیدزنی در ولتاژ صفر را برای سوییچهای اصلی و کمکی فراهم کرده است و به علت تعداد المان پایین راندمان مبدل بطور محسوس بهبود یافته است. ریپل جریان ورودی مبدل بسیار پایین است که موجب می گردد دنبال کردن ماکزیمم توان از سلولهای فوتوولتایک ساده گردد. به علت افزایش بهره و کاهش استرس ولتاژ روی سوییچها امکان استفاده از سوییچها با مقاومت پایینتر فراهم گشته و تلفات هدایتی متعاقبا کاهش می یابد. همچنین به خاطر عملکرد مکمل سوییچها طراحی مدار کنترل ساده می باشد و کنترل مبدل بصورت PWM باقی می ماند. مبدل در توان 110 وات و خروجی 330 ولت در نرم افزار PSPICE شبیه سازی شده است و در نهایت یک نمونه عملی از آن ساخته شده و نتایج آزمایشگاهی نتایج شبیه سازی را تایید می کنند.

 

واژه هاي كليدي: مبدل­های بسیار افزاینده، کلیدزنی نرم، مدولاسیون پهنای پالس، کلیدزنی در ولتاژ صفر

 

 

 

تاریخ ارسال مقاله: s31/05/140۳

تاریخ بازنگری مقاله: 25/06/140۳

تاریخ پذیرش مقاله: 06/08/140۳

نویسنده­ی مسئول: دکتر مجید دلشاد، [e-mail]

DOI: http://dx.doi.org/ teeges.2026.1129677

 

 

1-       مقدمه

با توجه به روند رو به افزایش مصرف انرژی در جهان، محدودیت سوخت‌های فسیلی، آلودگی محیط‌زیست به دلیل مصرف بیش از حد سوخت‌های فسیلی و مسائل مربوط به گرمایش جهانی، محققان مجبور به جستجوی منابع انرژی جایگزین مناسب برای انرژی‌های تجدیدناپذیر هستند. به همین دلیل در سال های اخیر تحقیقات زیادی در زمینه انرژی های تجدیدپذیر ¹انجام شده است. راندمان سلول های خورشیدی، انرژی باد، پیل های سوختی و مولدهای برق حرارتی مهم ترین روشی است که برای تولید برق از طریق انرژی های تجدیدپذیر استفاده می شود. از سوی دیگر، استفاده از سلول های خورشیدی ²برای تولید برق بسیار مورد توجه است زیرا انرژی خورشیدی دائمی، بدون آلودگی، بدون صدا و در همه جا حاضر است [4-1]. ماژول های فتوولتائیک برای مهار انرژی خورشیدی برای تولید برق استفاده می شوند. یک ماژول فتوولتائیک معمولاً از تعداد زیادی سلول خورشیدی کوچک تشکیل شده است که هر کدام ولتاژ بسیار کمی تولید می کنند، اما مجموع آنها ولتاژ بزرگتری را در ماژول خورشیدی ایجاد می کند. با این حال، ولتاژ تولید شده توسط ماژول فتوولتائیک بسیار کم است، بنابراین اتصال مستقیم ماژول فتوولتائیک به اینورتر کافی نیست. بنابراین، اول از همه، ولتاژ خروجی ماژول خورشیدی باید به سطح بالاتری افزایش یابد. یک راه حل این است که آنها را به صورت سری به هم وصل کنید تا به ولتاژ مورد نظر برسید. با این حال، عملکرد این ترکیب به راحتی می تواند با تحت الشعاع قرار گرفتن یکی از ماژول ها یا عدم شباهت بین ماژول های مختلف به خطر بیفتد [6-5]. کابل کشی بین ماژول ها علاوه بر هزینه، ضرر را نیز افزایش می دهد. بهترین راه حل استفاده از مبدل DC-DC با بهره ولتاژ بالا برای رساندن ولتاژ خروجی ماژول به حد مطلوب است.

مبدل بوست ساده­ترین ساختاری است که برای افزایش سطح ولتاژ استفاده می­شود. اما برای تولید بهره ولتاژ بالا در این مبدل باید ضریب وظیفه بزرگ و نزدیک به یک باشد. در مبدل بوست استرس ولتاژ کلید و دیود خروجی برابر با ولتاژ خروجی بوده که در ولتاژهای بالا موجب افزایش تلفات هدایتی و کلیدزنی و نیز تشدید مشکل بازیابی معکوس ³دیود خروجی می­گردد. بنابراین مبدل بوست در شکل پایه­ای آن برای استفاده در کاربردهای بسیار افزاینده مناسب نمی­باشد ]7-9 [. لذا پژوهش­های گسترده­ای در زمینه­ی مبدل­های DC-DC بسیار افزاینده انجام گردیده و ساختارهای مختلفی بر پایه­ی مبدل بوست ارائه شده است که هر کدام موجب بهبودهایی شده­اند. با سری کردن دو مبدل بوست، که مبدل بوست کسکید نام دارد ]10-13 [، می­توان ولتاژ ورودی را طی دو مرحله افزایش داده و استرس المان­ها را بین دو مبدل سری تقسیم کرد. به این ترتیب بهره­ی ولتاژ مبدل نیز افزایش می­یابد و می­توان ضریب وظیفه­ی کلیدها را کاهش داد. همچنین می­توان دو کلید مبدل بوست را ادغام نمود و ساختار را ساده­تر کرد ]14,15 [. اما این ساختار استرس جریان کلید را افزایش می­دهد. برای کاهش استرس ولتاژ المان­ها مبدل بوست سه سطحی در ]16-19 [ معرفی شده که در آن استرس المان­های نیمه هادی نصف شده است، اما همچنان استرس جریان بالا و ضریب وظیفه ⁴کلیدها بزرگ است. ضمن اینکه بهره­ی ولتاژ آن مشابه مبدل بوست پایه است. می­توان مبدل بوست را با سایر مبدل­های افزاینده ترکیب کرده که ترکیب مبدل بوست با مبدل فلای­بک از جمله­ی آن­هاست ]20-25 [ که در آن از ایده­ی سلف­های تزویج شده استفاده شده است. بهره­ی این مبدل نسبت به مبدل بوست پایه و فلای­بک بیشتر شده و مشکل پرش­های ولتاژ دو سر کلید ناشی از سلف نشتی سلف­های تزویج شده وجود ندارد. اما جریان ورودی پالسی می­باشد. در ساختارهای ایزوله نیز با افزایش نسبت دور ترانسفورمر می­توان بهره­ی ولتاژ را افزایش داد ]26-28 [ و ]29-31 [. اما مشکل حجم، وزن و تلفات ناشی از سلف نشتی از معایب این ساختارها می­باشند ]32 [.

تاکنون تکنیک­های مختلفی برای افزایش بهره و کاهش استرس کلید در مبدل­های DC-DC ارائه شده است. یکی از این روشها استفاده از مبدلهای منبع امپدانسی می­باشد. مبدلهای زد سورس ⁵بهره ولتاژ را افزایش می­دهند ولی مشکل اصلی آنها گسسته بودن جریان ورودی، استرس ولتاژ بالا روی سوییچها می­باشد. مبدلهای مرتبه دوم دلتا سورس مشکل محدودیت ضریب وظیفه ندارند، دارای زمین مشترک هستند و جریان ورودی نیز پیوسته است ولی استرس ولتاژ روی سوییچها بالا است و عملکرد مبدل نیز پیچیده است و بهره ولتاژ آنها نیز بسیار بالا نیست. تکنیک دیگر استفاده از سلفهای تزویج شده می­باشد. استفاده از سلفهای تزویج علاوه بر افزایش بهره ولتاژ استرس ولتاژ روی سوییچ را نیز کاهش می­دهد ولی انرژی ذخیره شده در سلفهای نشتی سلفهای تزویج شده می تواند در سوییچ تخلیه شده وموجب جهش­های ولتاژ روی سوییچ گردد. به همین خاطر استفاده از مدارهای کلمپ و یا اسنابرهای بدون تلفات برای بازیابی انرژی سلف نشتی در این مبدلها الزامیست که می­تواند موجب افزایش پیچیدگی عملکرد مدار وافزایش قیمت آن گردد. استفاده از خازنهای سوییچ شونده ⁶روش دیگر برای افزایش بهره در مبدلهای DC_DC می­باشد که اساس عملکرد آن مدارهای پمپ شارژ ⁷است و از ترکیب خازن و دیود و سوییچ برای افزایش بهره استفاده می­کند ولی استرس جریان روی سوییچها و تلفات کلیدزنی و هدایتی سوییچها باعث کاهش راندمان این مبدلها می­گردد. استفاده از سلولهای ضرب کننده ولتاژ که ترکیبی از دیود و خازن می­باشدمی تواند بهره ولتاژ را به نحو موثری افزایش دهد در ضمن اینکه ساختار مدار ساده است و راندمان نیز بالا است. اما تعداد المان در این تکنیک بالا است و بازیابی معکوس دیودها نیز می تواند موجب افزایش تلفات گردد]24[.

از ترکیب تکنیکهای ذکر شده نیز در بعضی از موارد استفاده شده است مثل ترکیب سلفهای تزویج شده ⁸و خازن سوییچ شونده که می­تواند مزایای هر دو تکنیک را داشته باشد. یکی از مشکلات تمام مبدلهای افزاینده تلفات کلیدزنی و وجود جهش­های ولتاژ روی سوییچها به خاطر سلف نشتی ترانسفورمر می­باشد. به همین منظور تکنیکهای کلیدزنی نرم متنوعی ارایه شده است. که علاوه بر جذب انرژی سلف نشتی، شرایط کلیدزنی نرم ⁹را برای المانهای نیمه هادی نیز فراهم می­کند.

مبدل­های بسیار افزاینده به خاطر ضریب وظیفه کوچک، استرس ولتاژ پایین روی المان­ها و کاهش تلفات هدایتی برای کاربردهای ولتاژ بالا بسیار مورد استفاده قرار گرفته­اند. یکی از تکنیک­های متداول استفاده از سلف­های تزویج شده می­باشد ولی استفاده از این سلف‌ها در ورودی موجب افزایش ریپل جریان ورودی می­گردد که طول عمر سلول­های خورشیدی و پیل­های سوختی ¹⁰را کاهش می­دهد. از طرفی حجم و وزن مدار نیز افزایش می‌یابد. لذا حذف سلف­های تزویج شده و استفاده از سلف در ورودی بسیار راهگشا است ولی برای افزایش بهره بایستی از روش‌هایی نظیر خازن سوئیچ شونده و ... استفاده کرد.

 در این مقاله یک مبدل جدید با جریان ورودی پیوسته و بهره ولتاژ بالا ارائه شده است. استرس ولتاژ روی سوئیچ­های مبدل یک سوم ولتاژ خروجی است و با یک مدار کمکی ساده شرایط کلیدزنی در ولتاژ صفر ¹¹فراهم شده است.

در بخش 2 ابتدا مبدل توصیف و عملکرد آن توضیح داده می­شود، سپس در بخش 3 مبدل آنالیز گشته و سپس نتایج شبیه سازی در PSPICE و نتایج ساخت مبدل ارائه می‌گردد و در نهایت مبدل با مبدل­های مشابه مقایسه می‌شود.

2-        مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی با کلیدزنی در ولتاژ صفر و جریان ورودی پیوسته

 در این بخش ابتدا مبدل پیشنهادی توصیف شده و سپس عملکرد مبدل به طور مشروح توضیح داده می‌شود.

1-2-توصیف مبدل پیشنهادی

 مبدل پیشنهادی در شکل 1 آورده شده است. مبدل از یک سلف ورودی Lin و یک سلف رزونانس کمکی Lr، چهار دیود D1 و D2 و D3 و Do و پنج خازن C1 و C2 و C3 و Co و CC تشکیل شده است. همچنین دارای یک کلید اصلی M1 و کلید کمکی M2 می­باشد. سوئیچ­ها بصورت مکمل با یکدیگر روشن و خاموش می­شوند و مبدل به صورتPWM¹²  کنترل می‌شود. بنابراین مدار کنترل پیچیده­ای نیاز ندارد.

 

شکل (1): نمای شماتیک مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی

2-2- عملکرد مبدل

 مبدل دارای ۶ وضعیت عملکرد در یک سیکل کلیدزنی می­باشد. قبل از وضعیت اول سوئیچ M2 روشن و سوئیچ M1 خاموش است و دیودهای D2 و Do نیز روشن هستند و انرژی سلف Lin در خروجی تخلیه می­شود. برای سادگی تحلیل فرض می­گردد که ولتاژ سوئیچ خازن مبدل در طول سیکل کلیدزنی ثابت می­باشد. شکل موجهای کلیدی مبدل بسیار افزاینده خازن سوییچ شده در شکل 2 نشان داده شده است.

وضعیت اول: در این وضعیت سوئیچ M2 خاموش شده بنابراین سلف Lr با خازن داخلی M1 رزونانس کرده و انرژی آن را تخلیه می‌کند و در نتیجه دیود بدنه M1 روشن و از این لحظه به بعد M1 می­تواند تحت شرایط ZV روشن شود. این وضعیت با انتقال جریان از دیود بدنه به M1 پایان می­پذیرد. مدار معادل وضعیت اول در شکل 3-الف آورده شده است.

وضعیت دوم: این وضعیت با انتقال جریان از دیود بدنه به M1 آغاز گشته و جریان خطی شروع به افزایش می­کند (به خاطر ولتاژ ثابت دوسر Lr ). همچنین دیود D3 روشن می­شود و انرژی خازن C2 به خازن C3 منتقل می­شود. این وضعیت با رسیدن جریان M1 به مقدار جریان ورودی پایان می­پذیرد. مدار معادل وضعیت دوم در شکل 3-ب آورده شده است.

وضعیت سوم: با رسیدن جریان M1 به مقدار جریان ورودی، دیود D1 روشن گشته و انرژی خازن CC به خازن C1 منتقل می‌شود. با خاموش شدن سوئیچ M1 این وضعیت پایان می­پذیرد. مدار معادل وضعیت سوم در شکل 3-ج آورده شده است.

 

 

 

 

(الف)

 

(ب)

 

(ج)

 

(د)

 

(و)

 

(ه)

 

شکل (۲): الف- وضعیت اول در مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی ب- وضعیت دوم در مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی ج- وضعیت سوم در مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی د- وضعیت چهارم در مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی و- وضعیت پنجم در مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی ه- وضعیت ششم در مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی

 

 

 

وضعیت چهارم: با خاموش شدن M1، Lr  شروع به رزونانس با خازن داخلی M2 کرده و پس از تخلیه کامل آن دیود بدنه M2 را روشن می­کند و M2 می­تواند تحت شرایط ZV روشن شود. در این وضعیت دیودهای D1 و D3 خاموش می­شوند. مدار معادل وضعیت چهارم در شکل 3-د آورده شده است.

وضعیت پنجم: این وضعیت با روشن شدن دیود D2 آغاز گشته و انرژی خازن CC و C2 به خازن C3 منتقل می­شود. با صفر شدن جریان Lr این وضعیت پایان می­پذیرد. مدار معادل وضعیت پنجم در شکل 3-و آورده شده است.

وضعیت ششم: در این وضعیت جریان از دیود بدنه M2 به سوئیچ M2 منتقل شده و دیود Do نیز روشن می­شود و انرژی Lin از طریق آن به بار منتقل می‌گردد. این وضعیت با روشن شدن مجدد M1 پایان می­پذیرد. مدار معادل وضعیت ششم در شکل 3-ه آورده شده است.

3-       آنالیز مبدل پیشنهادی

 در این بخش مبدل پیشنهادی به طور کامل تحلیل شده و بهره مبدل و استرس ولتاژ المان­ها محاسبه می­گردد.

1-3- بهره مبدل

 با نوشتن رابطه بالانس ولت ثانیه روی سلف ورودی (Lin) و صرف نظر کردن از سلف Lr داریم:

(1)                                                                           

(2)                                                                                                                                

 با روشن شدن M1 و D1 داریم:

(3)                                                                                                                                  

(4)                                                                                                                                     

(5)                                                                                        

(6)                                                                                                                      

در صورت درنظر گرفتن سلف کمکی یک ضریب وظیفه تلف شده بایستی محاسبه شود که با توجه به شیب جریان سوییچ در وضعیتهای اول و دوم ضریب وظیفه تلف شده بصورت رابطه 7 بدست می آید و با توجه به رابطه بهره در 6 بهره ولتاژ جدید مطابق رابطه 8 نوشته می شود.

(7)                                                                 

(8)                                                       

 

2-3- استرس ولتاژ المان­های نیمه هادی

 برای محاسبه استرس ولتاژ سوئیچ‌های M1 و M2 کافیست یک KVL هنگامی که هر کدام از سوئیچ­ها خاموشند نوشته شود. با توجه به عملکرد مکمل سوئیچ ها و صرفنظر از زمان مرده بین آنها می‌توان استرس ولتاژ آنها را به دست آورد.

(9)                                                                                 

 برای دیود ها نیز همین شرایط صادق است.

(10)                                                                                  

 

3-3- شرایط کلید زنی در ولتاژ صفر

 برای ایجاد شرایط کلیدزنی در ولتاژ صفر بایستی انرژی سلف Lr بیشتر از انرژی خازن­های داخلی سوئیچ‌های M2 و M1 باشد. لذا با توجه به داشتن ولتاژ سوییچها و جریان نهایی آنها می توان مقدار سلف کمکی را مطابق رابطه 13 محاسبه نمود.

(11)                                                                                 

(12)                                                                                          

                                                                 (13)  

 شکل 4 نمودار بهره مبدل بر حسب تغییرات ضریب وظیفه را نشان می­دهد و شکل 5 نیز نمودار مقدار مقاومت و سلف کمکی برای داشتن شرایط ZV سوئیچ ها را شرح می‌دهد.

 

شکل (۴): نمودار بهره مبدل بر حسب تغییرات ضریب وظیفه

 

شکل (۵): نمودار مقدار مقاومت و سلف کمکی برای داشتن شرایط ZV سوئیچ ها

4-        نتایج شبیه سازی مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی

با توجه به مراحل طراحی که در قسمت قبل توضیح داده شد، این مبدل برای توان110 وات و ولتاژ خروجي 330 ولت شبیه سازی شده است که تمامی المان ها و مقدارهایشان در جدول (1) آمده است. برای اثبات درستی تحلیل های صورت گرفته مبدل پیشنهادی در نرم افزار   PSPICE شبیه سازی شده است. نمای شماتیک مبدل شبیه سازی شده در شکل6 و نتایج شبیه سازی در شکل­های 7 تا 11 نشان داده شده است. در شكلهاي 7 و 8 شكل موج جريان و ولتاژ شبيه سازي سوييچ اصلي M1 و سوییچ کمکی  M2آورده شده است. همانطور كه در اين شكلها مشخص است جريان سوييچ در لحظه روشن شدن سوييچها منفي است بنابراين ديود بدنه هدايت كرده و شرايط كليدزني در ولتاژ صفر براي سوييچها برقرار است. بنابراین تلفات روشن شدن خازنی وجود ندارد. شکل موج جریان دیودهاي D1 و D2 مبدل در شکل 9 آورده شده است که نشان می دهد این دیودها بصورت ZC¹³ خاموش و روشن می شوند و مشکل بازیابی معکوس ندارند. در شکل 10 شکل موج جریان دیودهای Doو D3 مبدل آورده شده است و همانطور که از شکلها مشخص است جریان در هنگام روشن و خاموش شدن با شیب افزایش و کاهش یافته است و درنتیجه تحت شرایط کلیدزنی در جریان صفر روشن وخاموش می شوند و مشکل بازیابی معکوس نیز ندارند. در شکل 11 نیز شکل موج جریان ورودی مبدل آورده شده است که بیانگر عملکرد مبدل در حالت پیوسته CCM است و ریپل جریان نیز بسیار پایین و کمتر از 0.5 آمپر است. 

 

جدول (1): مشخصات مبدل پیشنهادی و مقادیر المانهای آن

نام قطعه/مقدار	المان ها/ مشخصات
IRF740	M1, M2
MUR860	All diodes
500 µH	L1
10 µH	Lr
1µF	C1-C4
47µF	Co
5 µH	Cc
110W	Po
48V	ولتاژ ورودی
330V	ولتاژ خروجی (Vo)
100kHz	فرکانس کلیدزنی

 

 

شکل (6): شماتیک مبدل شبیه سازی شده مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی در نرم افزار PSPICE

 

 

شکل (7): شکل موج جریان (پایین)و ولتاژ(بالا) درین-سورس سوئیچM1  مبدل شبیه سازی شده در مقیاس

(1 µs/div, 4A/div, 80V/div)

 

شکل (8): شکل موج جریان (پایین)و ولتاژ(بالا) درین-سورس سوئیچ M2  مبدل شبیه سازی شده در مقیاس

(1 µs/div, 4 A/div, 80 V/div)

 

 

شکل (9): شکل موج جریان دیودهاي D1 (پایین)و D2(بالا) مبدل شبیه سازی شده در مقیاس(1 µs/div, 4 A/div) 

 

 

شکل (10): شکل موج جریان دیودهاي D3 (پایین)و DO(بالا) مبدل شبیه سازی شده در مقیاس(1 µs/div, 4 A/div) 

 

 

 

شکل (11): شکل موج جریان سلف ورودی L1 مبدل شبیه سازی شده در مقیاس(1 µs/div, 4 A/div) 

5-       نتایج عملی مبدل پیشنهادی

برای راستی آزمایی نتایج شبیه سازی یک نمونه آزمایشگاهی در توان 110 وات از آن ساخته شده است. شکل 12 تصویر مبدل ساخته شده را نشان می دهد. شکل 13 نیز نتایج عملی ولتاژ و جریان سوییچ اصلی و کمکی مبدل را نشان می دهد. همانطور که مشاهده می گردد شرایط ZV برای روشن شدن سوییچها صادق است. شکل 14 الف و ب شکل موجهای جریان دیودهای مدار را نشان می دهد که بیانگر شرایط ZC برای روشن و خاموش شدن دیودها است. در نهایت شکل 15 شکل ولتاژ و جریان سوئیچ M2 را نشان می دهد و نتایج شبیه سازی را تایید می کند.

 

شکل (1۲): تصویر مبدل ساخته شده

 

شکل (1۳):  شکل موج جریان (پایین)و ولتاژ(بالا) درین-سورس سوئیچM1  مبدل ساخته شده

 

 

 

شکل (1۴): شکل موج جریان دیودهاي D1 (بالا-راست)و D2(پایین-راست) و جریان دیودهاي D3 (بالا-چپ)و DO (پایین-چپ)

 

شکل (1۵): شکل موج جریان (پایین)و ولتاژ(بالا) درین-سورس سوئیچM2  مبدل ساخته شده

6-       مقایسه بازده مبدل پیشنهادی با همتای سوئیچینگ سخت

در شکل (16) نمودار بازده مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی نسبت به مبدل بسیار افزاینده سوئیچینگ سخت (بدون مدار كمكي) آورده شده است. همانطور که از شکل نیز مشخص است بازده مبدل در شرایط سوئیچینگ نرم نسبت به مبدل در سوئیچینگ سخت 7درصد افزایش یافته است. علت کاهش راندمان در بارهای سبک از دست رفتن شرایط کلیدزنی نرم در سوییچهای مبدل است.

 

 

شکل (16): نمودار بازده مبدل سیار افزاینده پیشنهادی نسبت به مبدل بسیار افزاینده سخت

7-       مقایسه مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی با مبدلهای مشابه پیشین

در اين قسمت مبدل بسیار افزاینده پيشنهادي با مبدلهاي معرفي شده در فصل سوم از نظر تعداد المان، نوع كليدزني، استرس ولتاژ روي سوييچها ، بهره و نوع جریان ورودی مبدل مقايسه مي گردد. همانطور كه در جدول 2 آورده شده است، تمام مبدلهای ارایه شده در جدول 2 تعداد المان کمتری نسبت به مبدل پیشنهادی دارند ولی تمام مبدلهای معرفی شده دارای سلف تزویج شده می باشند که موجب افزایش حجم و وزن مبدلها نسبت به مبدل پیشنهادی می گردد. مرجع ]30[ دارای کلیدزنی در جریان صفر است و با توجه به وجود تلفات روشن شدن خازنی در سوییچهای آن راندمان پایینتری نسبت به مبدل پیشنهادی دارد. از نظر جریان ورودی مبدل پیشنهادی و مبدل مرجع ]32[ دارای جریان ورودی پیوسته هستند و سه مبدل دیگر به خاطر وجود سلف تزویج در ورودی آنها دارای جریان وردی گسسته هستند که موجب افزایش تلفات هدایتی و مشکل بودن امکان تعقیب ماکزیمم توان در کاربردهای سلول خورشیدی می گردد.

جدول(2): مقايسه پارامترهاي مبدل افزاینده پیشنهادی با مبدلهاي ارايه شده پيشين

مبدل پيشنهادي					]22[					]32[					]31[					]30[					مرجع پارامتر
2	5	0	4	2	2	2	1	3	2	2	2	1	4	3	0	1	1	3	2	1	3	1	3	2	L	C	MC	D	S
13					10					12					7					10					تعداد المان
ZV					ZV					ZV					ZV					ZC					نوع كليدزني
3/(1-D)					(n+2)/(1-D)					(n+2)/(1-D)					(1+nD)/(1-D)					(1+nD+D)/(1-D)					بهره ولتاژ
Vo/3					Vo/(n+2)					Vo/(n+2)					Vo/(1+nD)					Vo/(1+nD+D)					استرس ولتاژ روي سوييچ
پیوسته					پیوسته					گسسته					گسسته					‘گسسته					جریان ورودی

n  نسبت دور سلفهای تزویج، S تعداد سوییچ، D تعداد دیود، MC هسته مغناطیسی سلفهای تزویج، C  تعداد خازن و L تعداد سلفها در مبدلها می باشد.

8-       نتيجه‏گیری

در این مقاله یک مبدل بسیار افزاینده از نوع خازن سوییچ شونده برای کاربرد سیستمهای فوتوولتاییک پیشنهاد شده است. مبدل دارای استرس ولتاژ و ریپل جریان ورودی پایین است. از آنجاییکه کلیه المانهای نیمه هادی مبدل بصورت نرم کلیدزنی می گردند و تلفات روشن شدن خازنی در سوییچها وجود ندارد و به علت عدم استفاده از سلفهای تزویج شده راندمان مبدل بالا است و به 97 درصد در بار کامل می رسد. همچنین چگالی توان در مبدل به علت عدم استفاده از ترانس و فرکانس بالای کلیدزنی سوییچها بالا می باشد. کنترل مبدل به خاطر مکمل بودن زمان روشن شدن سوییچها پیچیده نیست. به خاطر شناور بودن سوییچ کمکی نیاز به درایور ایزوله می باشد که این نقطه ضعف مبدل محسوب می گردد.

مراجع

[1]        J. M. Carrasco et al., "Power-electronic systems for the grid integration of renewable energy sources: A survey," IEEE Transactions on industrial electronics, vol. 53, no. 4, pp. 1002-1016, 2006, doi: 10.1109/TIE.2006.878356.

[2]        Q. Li and P. Wolfs, "A review of the single phase photovoltaic module integrated converter topologies with three different DC link configurations," IEEE Transactions on power electronics, vol. 23, no. 3, pp. 1320-1333, 2008, doi: 10.1109/TPEL.2008.920883.

[3]        J. T. Bialasiewicz, "Renewable energy systems with photovoltaic power generators: Operation and modeling," IEEE Transactions on industrial Electronics, vol. 55, no. 7, pp. 2752-2758, 2008. doi:10.1109/TIE.2008.920583.

[4]        K.-C. Tseng, C.-C. Huang, and W.-Y. Shih, "A high step-up converter with a voltage multiplier module for a photovoltaic system," IEEE transactions on power electronics, vol. 28, no. 6, pp. 3047-3057, 2012, doi: 10.1109/TPEL.2012.2217157.

[5]        V. V. Scarpa, S. Buso, and G. Spiazzi, "Low-complexity MPPT technique exploiting the PV module MPP locus characterization," IEEE transactions on industrial electronics, vol. 56, no. 5, pp. 1531-1538, 2008, doi: 10.1109/TIE.2008.2009618.

[6]        W. Li, L. Fan, Y. Zhao, X. He, D. Xu, and B. Wu, "High-step-up and high-efficiency fuel-cell power-generation system with active-clamp flyback–forward converter," IEEE transactions on Industrial Electronics, vol. 59, no. 1, pp. 599-610, 2011, doi: 10.1109/TIE.2011.2130499.

[7]        Y. Zheng, B. Brown, W. Xie, S. Li, and K. Smedley, "High step-up DC–DC converter with zero voltage switching and low input current ripple," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 35, no. 9, pp. 9416-9429, 2020, doi: 10.1109/TPEL.2020.2968613.

[8]        Q. Zhao and F. C. Lee, "High-efficiency, high step-up DC-DC converters," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 18, no. 1, pp. 65-73, 2003, doi: 10.1109/TPEL.2002.807188.

[9]        W. Li and X. He, "Review of nonisolated high-step-up DC/DC converters in photovoltaic grid-connected applications," IEEE Transactions on industrial electronics, vol. 58, no. 4, pp. 1239-1250, 2010, doi: 10.1109/TIE.2010.2049715.

[10]        C.-T. Pan, C.-F. Chuang, and C.-C. Chu, "A novel transformer-less adaptable voltage quadrupler DC converter with low switch voltage stress," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, no. 9, pp. 4787-4796, 2013, doi: 10.1109/TPEL.2013.2287020.

[11]        S. Chakraborty, M. G. Simões, and W. E. Kramer, "Power electronics for renewable and distributed energy systems," A Sourcebook of Topologies, Control and Integration, vol. 99, p. 100, 2013.

[12]        L. Huber and M. M. Jovanovic, "A design approach for server power supplies for networking applications," in APEC 2000. Fifteenth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (Cat. No. 00CH37058), 2000, vol. 2: IEEE, pp. 1163-1169, doi: 10.1109/APEC.2000.822834. 

[13]        T.-F. Wu and T.-H. Yu, "Unified approach to developing single-stage power converters," IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, vol. 34, no. 1, pp. 211-223, 1998, doi: 10.1109/7.640279.

[14]        B.-R. Lin, H.-H. Lu, and Y.-L. Hou, "Single-phase power factor correction circuit with three-level boost converter," in ISIE'99. Proceedings of the IEEE International Symposium on Industrial Electronics (Cat. No. 99TH8465), 1999, vol. 2: IEEE, pp. 445-450, doi: 10.1109/ISIE.1999.798653. 

[15]        T.-J. Liang and K. Tseng, "Analysis of integrated boost-flyback step-up converter," IEE Proceedings-Electric Power Applications, vol. 152, no. 2, pp. 217-225, 2005.

[16]        D. Vinnikov and I. Roasto, "Quasi-Z-source-based isolated DC/DC converters for distributed power generation," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 58, no. 1, pp. 192-201, 2010, doi: 10.1109/TIE.2009.2039460.

[17]        M. Nymand and M. A. Andersen, "High-efficiency isolated boost DC–DC converter for high-power low-voltage fuel-cell applications," IEEE Transactions on industrial electronics, vol. 57, no. 2, pp. 505-514, 2009, doi: 10.1109/TIE.2009.2036024.

[18]        G. Wu, X. Ruan, and Z. Ye, "Nonisolated high step-up DC–DC converters adopting switched-capacitor cell," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 62, no. 1, pp. 383-393, 2014, doi: 10.1109/TIE.2014.2327000.

[19]        W. Li and X. He, "Review of nonisolated high-step-up DC/DC converters in photovoltaic grid-connected applications," IEEE Transactions on industrial electronics, vol. 58, no. 4, pp. 1239-1250, 2010, doi: 10.1109/TIE.2010.2049715.

[20]        Q. Zhao and F. C. Lee, "High performance coupled-inductor DC-DC converters," in Proc. IEEE APEC, 2003, vol. 3, pp. 109-113, doi: 10.1109/APEC.2003.1179184. 

[21]        E. Adib and H. Farzanehfard, "Zero-voltage transition current-fed full-bridge PWM converter," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 24, no. 4, pp. 1041-1047, 2009, doi: 10.1109/TPEL.2008.2011553.

[22]        Y. Zheng, B. Brown, W. Xie, S. Li, and K. Smedley, "High step-up DC–DC converter with zero voltage switching and low input current ripple," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 35, no. 9, pp. 9416-9429, 2020, doi: 10.1109/TPEL.2020.2968613.

[23]        M. Forouzesh, Y. P. Siwakoti, S. A. Gorji, F. Blaabjerg, and B. Lehman, "Step-up DC–DC converters: a comprehensive review of voltage-boosting techniques, topologies, and applications," IEEE transactions on power electronics, vol. 32, no. 12, pp. 9143-9178, 2017, doi: 10.1109/TPEL.2017.2652318.

[24]        G. Palumbo and D. Pappalardo, "Charge pump circuits: An overview on design strategies and topologies," IEEE Circuits and Systems Magazine, vol. 10, no. 1, pp. 31-45, 2010, doi: 10.1109/MCAS.2009.935695.

[25]        J. A. Starzyk, Y.-W. Jan, and F. Qiu, "A DC-DC charge pump design based on voltage doublers," IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Fundamental Theory and Applications, vol. 48, no. 3, pp. 350-359, 2001, doi: 10.1109/81.915390.

[26]        M. D. Seeman and S. R. Sanders, "Analysis and optimization of switched-capacitor DC–DC converters," IEEE transactions on power electronics, vol. 23, no. 2, pp. 841-851, 2008. doi:10.1109/TPEL.2007.915182

[27]        M. S. Makowski, "Realizability conditions and bounds on synthesis of switched-capacitor DC-DC voltage multiplier circuits," IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Fundamental Theory and Applications, vol. 44, no. 8, pp. 684-691, 1997, doi: 10.1109/81.611263.

[28]        Y. Lei and R. C. N. Pilawa-Podgurski, "A general method for analyzing resonant and soft-charging operation of switched-capacitor converters," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 30, no. 10, pp. 5650-5664, 2014, doi: 10.1109/TPEL.2014.2377738.

[29]        H. S.-H. Chung, "Design and analysis of a switched-capacitor-based step-up DC/DC converter with continuous input current," IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Fundamental Theory and Applications, vol. 46, no. 6, pp. 722-730, 1999, doi: 10.1109/81.768828.

[30]        B. W. Williams, "Unified synthesis of tapped-inductor DC-to-DC converters," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, no. 10, pp. 5370-5383, 2013, doi: 10.1109/TPEL.2013.2291561.

[31]        T.-F. Wu, Y.-S. Lai, J.-C. Hung, and Y.-M. Chen, "Boost converter with coupled inductors and buck–boost type of active clamp," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 55, no. 1, pp. 154-162, 2008, doi: 10.1109/TIE.2007.903925.

[32]        S. Shabani, M. Delshad, R. Sadeghi, and H. H. Alhelou, "A high step-up PWM non-isolated DC-DC converter with soft switching operation," IEEE Access, vol. 10, pp. 37761-37773, 2022. doi: 10.1109/ACCESS.2022.3163146.

 

زیرنویس‏ها

فناوری‏های نوین مهندسی برق در سیستم انرژی سبز، سال چهارم، شماره ۴، زمستان ۱۴۰۴                                    3

---

[1]  Renewable energies

[2]  Photovoltaic cells 

[3]  Reverse recovery

[4]  Duty cycle

[5]  Z-source

[6]  Switched capacitor

[7]  Charge pump

[8]  Coupled-inductors

[9]  Soft switching

[10]  Fuel cells

[11]  Zero voltage switching

[12]  Pulse width modulation

[13]  Zero current

 

---