ارایه یک مبدل بسیار افزاینده مرتبه دوم با کلیدزنی در ولتاژ صفر و قابلیت بازیابی انرژی سلف نشتی برای کاربردهای فوتوولتائیک

محورهای موضوعی : انرژی های تجدیدپذیر

علیرضا عبدالهی ¹ , مجید دلشاد ^{2 *} , رامتین صادقی ³

1 - دانشکده فنی مهندسی- واحد اصفهان (خوراسگان)، دانشگاه آزاد اسلامی، اصفهان، ایران
2 - دانشکده فنی مهندسی- واحد اصفهان (خوراسگان)، دانشگاه آزاد اسلامی، اصفهان، ایران
3 - دانشکده فنی مهندسی- واحد اصفهان (خوراسگان)، دانشگاه آزاد اسلامی، اصفهان، ایران

تاریخ دریافت : 1402/03/14 تاریخ پذیرش : 1402/07/10 تاریخ انتشار : 1404/10/01

کلید واژه: تلفات روشن شدن خازنی, فوتوولتاییک, کلیدزنی در ولتاژ صفر, مبدل بسیار افزاینده.,

چکیده مقاله :

در این تحقیق یک مبدل بسیار افزاینده با بازیابی انرژی سلف نشتی و کلیدزنی در ولتاژ صفر برای هر دو سوئیچ ارائه شده است. مدار کمکی نه تنها از انرژی سلف نشتی برای افزایش بهره ولتاژ استفاده می‌کند، بلکه تلفات کلیدزنی و هدایتی المان‌های نیمه هادی را نیز کاهش می‌دهد. مدار کمکی فقط یک خازن اسنابر و یک کلید کمکی دارد و از خازن‌های مدار به عنوان خازن اسنابر استفاده می‌شود. استرس ولتاژ پایین سوئیچ‌ها امکان استفاده از سوئیچ‌های ارزان‌تر با مقاومت کمتر در درین-سورس را فراهم می‌کند. همچنین خازن بالابر ولتاژ، انرژی سلف نشتی را جذب می‌کند. به دلیل کلیدزنی ولتاژ صفر سوئیچ‌ها، تلفات روشن شدن خازنی وجود ندارد و به دلیل خاموش شدن دیودها در شرایط جریان صفر، مشکل بازیابی معکوس در آنها حل می‌شود، بنابراین تلفات هدایتی مبدل به میزان قابل توجهی کاهش می‌یابد. از طرفی ریپل جریان ورودی در مبدل به طور چشم‌گیری کاهش یافته که آن را برای استفاده در سیستم‌های فتوولتائیک بسیار مناسب می‌کند. مبدل برای خروجی 200 وات و 350 ولت پیاده‌سازی شده و نتایج عملی تحلیل‌های نظری را تایید می‌کند.

چکیده انگلیسی:

In this paper, a high step-up converter with leakage inductance energy recovery and zero voltage switching operation for both switches is presented. The auxiliary circuit not only uses the leakage inductance energy to increase voltage gain but also reduces switching and conduction losses of the semiconductor devices. The auxiliary circuit has only one snubber capacitor and one auxiliary switch, and the circuit capacitors are used as clamp capacitors. The low voltage stress of the switches makes it possible to use cheaper switches with more minor drain-source resistance. Also, the lifting voltage capacitor absorbs the leakage inductance energy. Due to zero voltage switching of switches, there are no capacitive turn-on losses, and due to switching off the diodes at zero-current conditions, the reverse recovery problem is solved in them, so the conduction losses of the converter are significantly reduced. On the other hand, the ripple input current in the converter has been dramatically reduced, which makes it very suitable for use in photovoltaic systems. The converter is implemented at 200 W and 350V output and the practical results confirm the theoretical analyzes.

منابع و مأخذ:

[1] M. Emamdad, E. Akbari, S. Karbasi, A. Zare Ghaleh Seyyedi, "Design and analysis of a new structure for non-isolated dc-dc boost converters", Journal of Intelligent Procedures in Electrical Technology, vol. 15, no. 58, pp. 109-120, Sept. 2024 (in Persian) (dor: 20.1001.1.23223871.1403.15.58.8.9).
[2] A. Dalirian, A.R. Solat, S.M.J. Rastegar-Fatemi, "Smart control of photovoltaic static compensator system based on fuzzy logic control to improve voltage stability", Journal of Intelligent Procedures in Electrical Technology, vol. 15, no. 60, pp. 119-134, March 2025 (in Persian).
[3] D. Taheri, G. Shahgholian, M.M. Mirtalaei, "Analysis, design and implementation of a high step-up multi-port non-isolated converter with coupled inductor and soft switching for photovoltaic applications", IET Generation, Transmission and Distribution, vol. 16, no. 17, pp. 3473-3497, Sept. 2022 (doi: 10.1049/g¬td2.1¬2¬537).
[4] M. Rahimi, B. Fani, M. Moazzami, M. Dehghani, G. Shahgholian, "An online free penetration multi-stage fuse saving protection scheme in distribution systems with photovoltaic sources", Iranian Electric Industry Journal of Quality and Productivity, vol. 9, no. 2, pp. 24-35, Sept. 2020 (doi: 10.29252/ieijq¬p.9.2.24).
[5] I. Es-Haghpour, M. Delshad, S. Javadi, "A new interleaved ZVT high step-up converter with low input current ripple", International Journal of Electronics, vol. 109, no. 11, pp. 1935-1953, Dec. 2021 (doi: 10.1¬08¬¬0/00207217.2021.2001861).
[6] A. Kianpour, G. Shahgholian, "A floating-output interleaved boost dc-dc converter with high step-up gain", Automatika, vol. 58, no. 1, pp. 18-26, April 2017 (doi: 10.1080/00051144.2017.1305605).
[7] R. Ling, G. Zhao, Q. Huang, "High step-up interleaved boost converter with low switch voltage stress", Electric Power Systems Research, vol. 128, pp. 11-18, Nov. 2015 (doi: 10.1016/j.epsr.2015.06.016).
[8] R. Rahimi, S. Habibi, M. Ferdowsi, P. Shamsi, "An interleaved high step-up dc-dc converter based on integration of coupled inductor and built-in-transformer with switched-capacitor cells for renewable energy applications", IEEE Access, vol. 10, pp. 34-45, Dec. 2022 (doi: 10.1109/ACCESS.2021.3138390).
[9] R. Beiranvand, S.H. Sangani, "A family of interleaved high step-up dc–dc converters by integrating a voltage multiplier and an active clamp circuits", IEEE Trans. on Power Electronics, vol. 37, no. 7, pp. 8001-8014, Jan. 2022 (doi: 10.1109/TPEL.2022.3141941).
[10] G. Haghshenas, S.M.M. Mirtalaei, H. Mordmand, G. Shahgholian,"High step-up boost-flyback converter with soft switching for photovoltaic applications", Journal of Circuits, Systems, and Computers, vol. 28, no. 1, pp. 1-16, Jan. 2019 (doi: 10.1142/S0218126619500142).
[11] S. Hasanpour, Y.P. Siwakoti, F. Blaabjerg, "Analysis of a new soft-switched step-up trans-inverse DC/DC converter based on three-winding coupled-inductor", IEEE Trans. on Power Electronics, vol. 37, no. 2, pp. 2203-2215, Aug. 2022 (doi: 10.1109/TPEL.2021.3103978).
[12] V.F. Pires, D. Foito, J.F. Silva, "A single switch hybrid DC/DC converter with extended static gain for photovoltaic applications", Electric Power Systems Research, vol. 146, pp. 228-235, May 2017 (doi: 10.1016/j.epsr.2017.02.001).
[13] Y. Zhao, X. Xiang, C. Li, Y. Gu, W. Li, X. He, "Single-phase high step-up converter with improved multiplier cell suitable for half-bridge-based PV inverter system", IEEE Trans. on Power Electronics, vol. 29, no. 6, pp. 2807-2816, July 2014 (doi: 10.1109/TPEL.2013.2273975).
[14] L. Schmitz, D.C. Martins, R.F. Coelho, "High step-up nonisolated ZVS/ZCS DC–DC converter for photovoltaic thin-film module applications", IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 7, no. 1, pp. 565-575, March 2019 (doi: 10.1109/JESTPE.2018.2830650).
[15] R. Cheraghi, E. Adib, M.S. Golsorkhi, "A nonisolated high step-up three-port soft-switched converter with minimum switches", IEEE Trans. on Industrial Electronics, vol. 68, no. 10, pp. 9358-9365, Sept. 2021 (doi: 10.1109/TIE.2020.3026306).
[16] Y. Zheng, B. Brown, W. Xie, S. Li, K. Smedley, "High step-up DC–DC converter with zero voltage swit¬ch¬i¬ng and low input current ripple", IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 35, pp. 9416-9429, Sept. 2020 (doi 10.1109/TPEL.2020.2968613).
[17] S. Shabani, M. Delshad, R. Sadeghi, H.H. Alhelou, "A high step-up PWM non-isolated DC-DC converter with soft switching operation", IEEE Access, vol. 10, pp. 37761-37773, March 2022 (doi: 10.1109/ACC¬ESS.¬2¬022.3163146).
[18] B.W. Williams, "Unified synthesis of tapped-inductor dc-to-dc converters", IEEE Trans. on Power Electronics, vol. 29, pp. 5370–5383, Oct. 2014 (doi: 10.1109/TPEL.2013.2291561).
[19] T. F. Wu, Y.S. Lai, J.C. Hung, Y. M. Chen, "Boost converter with coupled inductors and buck-boost type of active clamp", IEEE Trans.on Industrial Electronics, vol. 55, pp. 154–162, Jan. 2008 (doi: 10.1109/TIE.2¬007¬.9¬03925).
[20] M. Mirtalaee, R.A. Nafchi, "Boost high step-up dc/dc converter with coupled inductors and diode-capacitor technique", Journal of Intelligent Procedures in Electrical Technology, vol. 10, no.39, pp. 3-12, Nov. 2019 (in Persian) (dor: 20.1001.1.23223871.1398.10.39.1.9).
[21] J. Jalili, S.M.M. Mirtalaei, M.R. Mohammadi, B. Majidi, "A non-isolated high step-up soft-switching converter with coupled-inductor", Journal of Intelligent Procedures in Electrical Technology, vol. 15, no. 57, pp. 1-14, June 2022 (in Persian) (dor: 20.1001.1.23223871.1403.15.57.1.0).

متن کامل:



JIPET

Journal of Intelligent Procedures in Electrical Technology/ Vol. 11/ No. 41/ Spring 2020 P-ISSN: 2322-3871, E-ISSN: 2345-5594, http://jipet.iaun.ac.ir/

 

 

A New Zero Voltage Transition Quadratic High Step-up Converter with leakage inductance energy recovery for Photovoltaic Applications

 

Alireza Abdollahi, ph.D. Student, Majid Delshad, Associate Professor, Ramtin Sadeghi, Assistant Professor

 

 Faculty of Engineering, Isfahan (Khorasgan) Branch, Islamic Azad University, Isfahan, Iran

[e-mail], [e-mail], [e-mail], [e-mail] 

 

 

 

 

 

 

Abstract: 

In this paper, a high step-up converter with leakage inductance energy recovery and zero voltage switching operation for both switches is presented. The auxiliary circuit not only uses the leakage inductance energy to increase voltage gain but also reduces switching and conduction losses of the semiconductor devices. The auxiliary circuit has only one snubber capacitor and one auxiliary switch, and the circuit capacitors are used as clamp capacitors. The low voltage stress of the switches makes it possible to use cheaper switches with more minor drain-source resistance. Also, the lifting voltage capacitor absorbs the leakage inductance energy. Due to zero voltage switching of switches, there are no capacitive turn-on losses, and due to switching off the diodes at zero-current conditions, the reverse recovery problem is solved in them, so the conduction losses of the converter are significantly reduced. On the other hand, the ripple input current in the converter has been dramatically reduced, which makes it very suitable for use in photovoltaic systems. The converter is implemented at 200 W and 350V output and the practical results confirm the theoretical analyzes

 

Keywords: High step-up converter, Photovoltaic system, Low voltage stress, Zero voltage switching Capacitive turn-on loss

 

Received: 15 December 2018

Revised: 10 April 2019

Accepted: 11 May 2019

 

Corresponding Author: Dr. Majid Delshad

 

 

 

 

 

 

 

 

ارایه یک مبدل بسیار افزاینده مرتبه دوم با کلید­زنی در ولتاژ صفر و قابلیت بازیابی انرژی سلف نشتی برای کاربردهای فوتوولتائیک

 

علیرضا عبدالهی، دانشجوی دکتری، مجید دلشاد، دانشیار، رامتین صادقی، استادیار

 

 دانشکده فنی- مهندسي ، واحد اصفهان(خوراسگان)، دانشگاه آزاد اسلامی، اصفهان، ايران

[e-mail]

[e-mail]

[e-mail]

 

 

چكيده: در این تحقیق یک مبدل بسیار افزاینده با بازیابی انرژی سلف نشتی و کلیدزنی در ولتاژ صفر برای هر دو سوئیچ ارائه شده است. مدار کمکی نه تنها از انرژی سلف نشتی برای افزایش بهره ولتاژ استفاده می­کند، بلکه تلفات کلیدزنی و هدایتی المان­های نیمه هادی را نیز کاهش می­دهد. مدار کمکی فقط یک خازن اسنابر و یک کلید کمکی دارد و از خازن­های مدار به عنوان خازن اسنابر استفاده می­شود. استرس ولتاژ پایین سوئیچ­ها امکان استفاده از سوئیچ­های ارزان­تر با مقاومت کمتر در درین-سورس را فراهم می­کند. همچنین خازن بالابر ولتاژ ، انرژی سلف نشتی را جذب می­کند. به دلیل کلیدزنی ولتاژ صفر سوئیچ­ها، تلفات روشن شدن خازنی وجود ندارد و به دلیل خاموش شدن دیودها در شرایط جریان صفر، مشکل بازیابی معکوس در آنها حل می­شود، بنابراین تلفات هدایتی مبدل به میزان قابل توجهی کاهش می­یابد. از طرفی ریپل جریان ورودی در مبدل به طور چشمگیری کاهش یافته است که آن را برای استفاده در سیستم های فتوولتائیک بسیار مناسب می­کند. مبدل برای خروجی 200 وات و 350 ولت پیاده سازی شده است و نتایج عملی تحلیل­های نظری را تایید می­کند.

 

کلمات کلیدی: مبدل بسیار افزاینده، فوتوولتاییک، کلیدزنی در ولتاژ صفر، تلفات روشن شدن خازنی

 

تاریخ ارسال مقاله: 15/8/1398

تاریخ بازنگری مقاله: 25/12/1398

تاریخ پذیرش مقاله: 30/2/1399

 

نام نویسنده­ی مسئول: مجید دلشاد

نشانی نویسنده­ی مسئول: دانشگاه آزاد اسلامی اصفهان (خوراسگان)

 

 

 

 

 

1- مقدمه

به دلیل ولتاژ پایین سلول­های فتوولتائیک1 (بین 24 تا 48 ولت)، از مبدل بسیار افزاینده برای افزایش ولتاژ پایین سلول­های خورشیدی استفاده می­شود تا ولتاژ مناسب برای اینورتر فراهم نماید [1،2]. شکل 1 بلوک دیاگرام سیستم فتوولتائیک را نشان می­دهد. در چند سال اخیر، تکنیک‌های افزایش ولتاژ مانند خازن سوئیچ شده2، سلف‌های کوپل شده 3و ضرب‌کننده‌های دیود-خازنی4 بسیار رایج شده‌اند. بکارگیری این روش مشکلات مربوط به ضریب وظیفه بالا در مبدل­های بوست معمولی را حل می­کند [3]. ولتاژ ورودی در سیستم­های فوتولتائیک بسیار کم است، بنابراین جریان در نقطه ورودی بسیار زیاد است. اگر تنش ولتاژ سوئیچ در ورودی زیاد باشد، باید از کلیدهای ولتاژ بالا با مشخصه ضعیف‌تر استفاده کرد و تلفات هدایتی5 این کلیدها به شدت افزایش می‌یابد [4]. همچنین تنش بالای ولتاژ کلید باعث افزایش ولتاژ و جریان هم­پوشانی آن و همچنین افزایش تلفات کلیدزنی6 می­شود. سوئیچ­های ولتاژ بالا گران­تر نیز هستند. هنگامی که تنش ولتاژ سوئیچ کاهش می­یابد، تلفات کلیدزنی به طور قابل توجهی کاهش می­یابد، تلفات هدایتی را می­توان با انتخاب کلید با مشخصه بهتر کاهش داد. از آنجا که مبدل­های افزاینده ولتاژ خروجی بالایی دارند، این ولتاژ بزرگ می­تواند تلفات را به دلیل بازیابی معکوس7 دیودهای خروجی تشدید کند [5]. در نتیجه حل چالش بازیابی معکوس دیودها گامی موثر برای افزایش راندمان مبدل است. این بهبود با کاهش تنش ولتاژ دیودها و همچنین کلیدزنی جریان صفر در هنگام خاموش شدن آنها تحقق می­یابد. افزایش بهره مبدل همچنین تنش ولتاژ عناصر نیمه هادی را کاهش می­دهد [6].

مبدل­های ایزوله از ترانسفورماتورها برای افزایش ضریب تبدیل ولتاژ استفاده می­کنند. در عین حال، وجود ترانسفورماتور باعث افزایش وزن، حجم و افزایش ریپل جریان ورودی می­شود. بنابراین، در سیستم­های فتوولتائیک، مبدل­های غیر ایزوله رایج­تر هستند [7،9].

یک مبدل بسیار افزاینده با تنش ولتاژ پایین و ریپل ورودی کم در [10] ارائه شده است، اما تلفات هدایتی به دلیل وجود یک کلید کمکی در مسیر توان زیاد است. در [11] یک مبدل با سه سیم پیچ معرفی شده است که راندمان را به طور موثر افزایش می­دهد و تنش ولتاژ روی کلید اصلی را کاهش می­دهد. اما مشکل استرس ولتاژ کلید کمکی پابرجا است. در [12]، یک مبدل بسیار افزاینده با اسنابر بدون تلفات ارائه شده است که از تکنیک سلف تزویج شده و خازن بالابر ولتاژ برای افزایش بهره استفاده می­کند. اما مبدل دارای افزایش ولتاژ دو سر سوئیچ است که تحت تأثیر سلف نشتی قرار دارد. یک مبدل dc-dc بسیار افزاینده با کلمپ فعال8 و سلف تزویج شده در [13] ارائه شده است، با تعداد اجزای کم و بدون اتلاف روشن شدن خازنی9 [12]، اما مدار کمکی تلفات گردشی زیادی در مبدل ایجاد می­کند. در [14] یک مبدل بسیار افزاینده با تعداد المان پایین و کلیدزنی نرم ارایه گردیده است. از طرفی مبدل دارای تنها یک سوئیچ است. اما مبدل در حالت گسسته عمل می­کند و چگالی توان بالایی ندارد و استرس جریان روی سوئیچ نیز بالا است. یک مبدل بسیار افزاینده با کلمپ فعال در [15] ارایه شده است مبدل دارای استرس پایین روی سوئیچ­ها است ولی مشکل اصلی آن ریپل بالای جریان ورودی است که آن را برای کاربردهای فوتوولتائیک و پیل سوختی مناسب می­سازد.

در این مقاله یک مبدل بسیار افزاینده با حداقل تنش ولتاژ و بازیابی انرژی سلف نشتی و با کلیدزنی در ولتاژ صفر10 بر روی سوئیچ­ها معرفی می­شود. همچنین تمام دیودها در شرایط جریان صفر11 خاموش می­شوند و مشکل بازیابی معکوس وجود ندارد.

 

شکل (1) بلوک دیاگرام سیستم فوتوولتائیک

Figure 1. Block diagram of Photovoltaic system

 

2- معرفی مبدل بسیار افزاینده سوئیچینگ نرم پیشنهادی

شکل 1 مبدل بسیار افزاینده با کلیدزنی در ولتاژ صفر را نشان می­دهد. این مبدل تشکیل شده است از سلف تزویج شده، سوئیچ اصلی و یک سوئیچ کمکی که شرایط سوئیچینگ نرم را فراهم می­آورد. در این مبدل M سوئیچ اصلی، Ma سوئیچ کمکی است و Do دیود خروجی است. سلف ورودی L1 وسلف تزویج شده L2-L3 با نسبت1:n  برای افزایش بهره ولتاژ استفاده شده­اند. مبدل همچنین دارای سه خازن بزرگ C1,C2وC3  و چهار دیود D1,D2,D3و D4  است. Co خازن خروجی مبدل و Ro بار است. همچنین سلف­های کوپل شده با سلف مغناطیس کنندگیLm  و سلف نشتیLk  مدل شده است.

 

شکل (2) مبدل بسیار افزاینده سوئیچینگ نرم پیشنهادی

Figure 2. The proposed soft switching step-up converter

 

1-2-عملکرد مبدل پیشنهادی

مبدل پیشنهادی دارای هشت وضعیت عملکرد در یک سیکل کلیدزنی است. شکل 3 شکل موج­های کلیدی مبدل را نشان می­دهد و شکل 4 نیز مدار معادل مبدل در هر یک از وضعیت­های عملکردی آن را نشان می­دهد. برای سادگی تحلیل فرض می­گردد که ولتاژ خازن­های C1,C2,C3 و Co ثابت است. همچنین جریان سلف مغناطیس کنندگی Lm در یک سیکل ثابت است.

 

شکل (3) شکل موج­های کلیدی مبدل

Figure 3. The key waveforms of the suggested converter

قبل از وضعیت اول سوئیچ کمکی Sa  و دیود­های DO  و D1  روشن هستند و انرژی از ورودی به خروجی منتقل می­گردد.

 

وضعیت اول:

با خاموش شدن Ma این وضعیت آغاز می­گردد. سلف نشتی LK شروع به شارژ خازن اسنابر Ma و دشارژ خازن اسنابر Csm       می­نماید تا ولتاژ خازن Csm  به صورت کامل تخلیه گردد.

                        (1)        

                                        (2)

                                        (3) 

وضعیت دوم:

با روشن شدن دیود بدنه سوئیچ اصلی ولتاژ ثابت (1-K)VC1  دوسر LK  افتاده و جریان آن خطی افزایش می­یابد تا به صفر برسد. در این وضعیت جریان دیود DO نیز به همان شیب کاهش می­یابد. این وضعیت با خاموش شدن دیود خروجی تحت شرایط ZCS و صفر شدن جریان دیود بدنه پایان می­پذیرد.

                                        (4)

                                        (5)

وضعیت سوم:

با مثبت شدن جریان LK در واقع جریان از دیود بدنه سوئیچ M به خود سوئیچ M منتقل می­شود و با همان شیب وضعیت قبل افزایش می­یابد. در این حالت جریان دیود D1 خطی کاهش یافته و جریان دیود D2 با همان شیب افزایش می­یابد. در پایان این وضعیت دیود D1  به صورت ZC خاموش می­شود و جریان سوئیچ اصلی نیز به مقدار ثابت ILm رسیده است.

وضعیت چهارم:

در این وضعیت دیود خروجی خاموش و دیود D4 روشن می­شود و انرژی Vin از طریق D2 به L1 منتقل می­شود و خازن C1 نیز انرژی خود را به سلف مغناطیس کنندگی Lm  منتقل می­کند و انرژی C1 و C2  نیز از طریق D4 به D3 منتقل می­شود. این وضعیت با خاموش شدن سوئیچ M پایان می­پذیرد.

وضعیت پنجم:

با خاموش شدن سوئیچ M یک رزونانس بین Lk  و خازن­های اسنابر Cm  و Cma  اتفاق افتاده و خازن سوئیچ M شارژ و خازن سوئیچ Ma دشارژ می­شوند. با دشارژ کامل Ma  این وضعیت پایان می­پذیرد. ( دیودD4  نیز خاموش می­­شود.)

وضعیت ششم:

با دشارژ کامل Ma دیود بدنه Ma هدایت کرده و از این لحظه به بعد Ma می­تواند تحت ZV روشن شود. از طرفی جریان دیود D2 شروع به کاهش و جریان دیود D1 شروع به افزایش می­نماید. در این حالت ولتاژ ثابت (1-K)VC2  به صورت عکس، دوسر LK افتاده و موجب کاهش جریان LK و افزایش جریان Ma می­شود.

                                        (6)

وضعیت هفتم:

 این وضعیت با خاموش شدن D2  تحت ZCS آغاز می­شود. در این وضعیت دیود خروجی روشن شده و شیب جریان دیود بدنه Ma  تغییر می­کند. این وضعیت با صفر شدن جریان سوئیچ کمکی پایان می­پذیرد.

                                        (7)

وضعیت هشتم:

با مثبت شدن جریان Ma جریان در واقع از دیود بدنه Ma  به خود Ma  منتقل می­شود. در این حالت دیود D4  نیز روشن شده است و انرژی خازن­های C1  و C2  را به خازن C3  انتقال می­دهد. این وضعیت با خاموش شدن سوئیچ کمکی Ma  پایان می­پذیرد.

 

شکل (4) مدار معادل وضعیت­های عملکردی مبدل الف- وضعیت اول ب- وضعیت دوم ج- وضعیت سوم د- وضعیت چهارم ه- وضعیت پنجم و- وضعیت ششم ز- وضعیت هفتم ح- وضعیت هشتم

Figure 4. The equivalent circuits of the converter in different modes: a) mode 1 b) mode 2 c) mode 3 d) mode 4 e) mode 5 f) mode 6 g) mode 7 h)mode 8

3- تحلیل مبدل افزاینده پیشنهادی

در این قسمت روابط طراحی مبدل پیشنهادی ارایه می­گردد. همان­طور که مشخص است استرس المان­های نیمه هادی مبدل، بهره مبدل و المان­های پسیو بایستی مطابق با عملکرد مبدل محاسبه گردند که در زیر آورده شده است.

 

1-3- محاسبه بهره مبدل پيشنهادي

هنگامی­که سوئیچ روشن است در حالت پایدار روابط زیر برقرار است:

                                        (8)

                                        (9)

                                        (10)

هنگامی­که سوئیچ خاموش است:

                                        (11)

                                        (12)

                                        (13)

با نوشتن بالانس ولت – ثانیه روی L1   مقدار ولتاژ C1   به دست می­آید: 

                                                                                     (14)

                                                                                (15)

با نوشتن بالانس ولت – ثانیه به روی  Lm  نیز مقدار ولتاژ  C2 به دست می­آید:

                                                                                      (16)

                                                                                     (17)

با داشتن VC2 و VC1  ولتاژ خازن C3  از رابطه (18) محاسبه می­گردد.

                                                                        (18)

بنابراین به راحتی بهره ولتاژ بدون در نظر گرفتن تلفات ضریب وظیفه به صورت زیر محاسبه می­شود:

                                                                                     (19)

شکل (5) منحنی بهره ولتاژ بهره مبدل پیشنهادی برحسب تعداد دورهای مختلف را نشان می­دهد.

 

شکل (5) منحنی بهره ولتاژ بهره مبدل پیشنهادی برحسب تعداد دورهای مختلف

Figure 5. The converter voltage gain against duty cycle and turn ratio variation

اما به خاطر وجود تلفات ضریب وظیفه ناشی از روشن بودن دیود بدنه بایستی اثر این تلفات روی بهره بررسی گردد. بنابراین بایستی زمان رسیدن جریان سوئیچ اصلی از مقدار منفی به جریان Iin محاسبه و از کل زمان روشن بودن سوئیچ اصلی کسر گردد.

                                                                                     (20)

                                                                        (21)

                                                           (22)

                                                                        (23)

همان­طور که از رابطه­ی بالا مشاهده می­گردد تلفات ضریب وظیفه با مقدار سلف نشتی و همچنین توان مبدل رابطه مستقیم دارد و هرچه سلف نشتی بزرگ­تر باشد بهره­ی مبدل بیشتر کاهش می­یابد. شکل 6 بهره مبدل پیشنهادی برحسب مقادیر مختلف سلف نشتی را نشان می­دهد.

 

شکل (6) بهره مبدل پیشنهادی برحسب مقادیر مختلف سلف نشتی

Figure 6. Influence of leakage inductance on the converter voltage gain

 

2-3-  استرس ولتاژ ادوات­های نیمه هادی

ماکزیمم استرس ولتاژ سوئیچ اصلی، سوئیچ کمکی و دیود­ها طبق روابط 24 تا 29 محاسبه می­شوند. شکل 7 منحنی استرس نرمالیزه شده المان­های مبدل پیشنهادی برحسب مقادیر مختلف نسبت دور را نشان می­دهد.

                                                                                          (24)

                                                                                            (25)

                                                             (26)

                                                                     (27)

                                                          (28)

                                                             (29)

 

شکل (7) منحنی استرس نرمالیزه شده المان­های مبدل پیشنهادی برحسب مقادیر مختلف نسبت دور

Figure 7. Normalized stress of the converter elements in terms of different values of turn ratio

 

 

4- نتایج عملی مبدل پیشنهادی

با توجه به مراحل طراحی که در قسمت قبل توضیح داده شد، این مبدل برای توان200 وات و ولتاژ خروجي 350 ولت ساخته شده است که تمامی المان­ها و مقدارهایشان در جدول (1) آمده است. تصویر مبدل ساخته شده در شکل 8 و نتایج عملی مبدل در شکل 9 نشان داده شده است. در شكل­هاي 9الف تا 9ب، شكل موج جريان و ولتاژ عملی سوئيچ اصلي M و سوئیچ کمکی  Maآورده شده است. همان­طور كه در اين شكل­ها مشخص است جريان سو­يچ در لحظه روشن شدن سوئيچ­ها منفي است بنابراين ديود بدنه هدايت كرده و شرايط كليدزني در ولتاژ صفر براي سوئیچ­ها برقرار است. بنابراین تلفات روشن شدن خازنی وجود ندارد. از طرفي مطابق این شکل­ها، ولتاژ سوئيچ­ها هم در هنگام خاموش شدن به علت وجود خازن اسنابر با شيب بالا رفته است كه مبين خاموش شدن سوئيچ اصلی تحت شرايط ZV است. شکل موج جریان دیودهاي D1 (سبز) و D2 (قرمز) مبدل در شکل 9ج آورده شده است، که نشان می­دهد این دیودها بصورت ZC خاموش و روشن می­شوند و مشکل بازیابی معکوس ندارند. در شکل 9د، شکل موج جریان دیودهای Do و D4 مبدل آورده شده است و همان­طور که از شکل موج­ها مشخص است، جریان در هنگام روشن و خاموش شدن با شیب افزایش و کاهش یافته است و درنتیجه تحت شرایط کلیدزنی در جریان صفر روشن وخاموش می­شوند و مشکل بازیابی معکوس ندارند. در شکل 9و نیز شکل موج جریان ورودی مبدل آورده شده است که بیانگر عملکرد مبدل در حالت پیوسته است.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

جدول (4-1) مشخصات مبدل پیشنهادی و مقادیر المان­های آن

نام قطعه/مقدار	المان ها/ مشخصات
IRFP4668pbf	M,Ma
MUR860	All diodes
200 µH	Lm
2 µH	Lk
10µF	C1,C2
10µF	Co
2	n
200W	Po
24V	ولتاژ ورودی
350V	ولتاژ خروجی (Vo)
100kHz	فرکانس کلیدزنی

 

 

 

 

شکل (8) مبدل پیشنهادی پیاده سازی شده

Figure 8. The implimented converter

 

شکل (9) شکل موج­های عملی مبدل پیشنهادی الف) ولتاژ و جریان سوئیچ , M ب) ولتاژ و جریان سوئیچMa  , ج)جریان دیودهای D1 و D2 د)جریان دیودهای Do و D4 و)جریان ورودی 

Figure 9. The practical results (a)voltage and current waveforms of switch M(50V/div,10A/div) (b) (a)voltage and current waveforms of switch Ma (50V/div,20A/div) (c) current waveform of diodes D1 and D2 (5A/div) (d) current waveform of diodes Do and D4 (2A/div) (e) The input current of converter (2A/div)

 

5-پاسخ دینامیکی مبدل

در این قسمت پاسخ دینامیکی مبدل به تغییرات بار نشان داده می­شود. برای تثبیت ولتاژ خروجی مبدل در لحظه­های تغییر بار، از کنترل­کننده انتگرالی تناسبی استفاده شده است. شکل 10 پاسخ دینامیکی مبدل پیشنهادی را به تغییرات بار نشان می­دهد. همانطور که مشاهده می­گردد در شکل 10 الف بار از 100وات به 200 وات و در شکل 10 ب از 200 به 100 وات تغییر نموده است و ولتاژ خروجی کمتر از 8 درصد نوسان داشته است که نشان می­دهد در لحظه­های تغییر بار کنترل کننده به خوبی عمل کرده است.

 

   

                                             الف                                                                                                                     ب

شکل (10): ولتاژ خروجی کنترل­شده  و جریان خروجی مبدل پیشنهادی در لحظه­های تغییر بار خروجی الف – نصف بار کامل به بار کامل ب-بار کامل به نصف بار کامل 

Figure (5): The output current and the controlled output voltage of the proposed converter in the face of the load variations a- Half load to full load b-full load to Half load

 

6-تحلیل تلفات توان در مبدل پیشنهادی

در این بخش اثرات استفاده از المان­های نیمه هادی مبدل، بر توان کلی مبدل بررسی می­شود. با در نظر گرفتن المان­های نیمه هادی، تلفات هدایتی ماسفت ها و دیود ها، تلفات هدایتی سلف­های کوپل شده و تلفات هدایتی خازن­ها محاسبه شده است. به دلیل ایجاد شرایط کلیدزنی نرم تحت شرایط ZVS برای هر دو سوئیج اصلی و کمکی، تلفات خازنی هنگام روشن شدن سوئیچ­ها و همچنین تلفات کلیدزنی صفر است. همچنین، مقدار تلفات هسته آنقدر کم است که می­توان از آن صرف­نظر کرد. تلفات هدایتی سوئیچ­ها به عواملی همچون مقاومت درین-سورس سوئیچ و جریان موثر آن­ها وابسته است. بنابراین کل تلفات سوئیچ­های قدرت مبدل پیشنهادی برابر با تلفات هدایتی سوئیچ­ها بوده که به صورت زیر محاسبه شده است:

)30(

تلفات هدایتی دیودها به مقدار افت ولتاژ دیود در بایاس مستقیم و متوسط جریان آن ها بستگی دارد. که به صورت زیر محاسبه می­شود:

)31(

همچنین تلفات هدایتی سلف ها با توجه به مقاومت آن­ها در نظر گرفته شده است. تلفات سلف­ها به صورت زیر به دست آمده است:

)32(

برای محاسبه تلفات خازن ها نیز، به مقدار مقاومت هر خازن و جریان موثر آن نیاز است که به صورت زیر تعیین می­شود:

(33)

با توجه به محاسبات بالا، کل تلفات قدرت محاسبه شده مبدل پیشنهادی 9.8W برای یک نمونه 200W است. بنابراین مبدل پیشنهادی دارای 95.1% بازده است.

 

7- مقایسه راندمان مبدل پیشنهادی با همتای سوئیچینگ سخت آن

شکل 11 بازده مبدل درجه دوم پیشنهادی را در مقایسه با همتای سوئیچینگ سخت نشان می­دهد. به دلیل وجود یک سلف تزویج شده، یک مدار کلمپ RCD برای سوئیچ­ها در همتای سوئیچینگ سخت استفاده می­شود. مقاومت در این مدار باعث افزایش تلفات توان و کاهش راندمان می­شود. همان­طور که در شکل نشان داده شده است، راندمان مبدل سوئیچینگ نرم در مقایسه با همتای سوئیچینگ سخت بهبود یافته است. وجود جریان گردشی در مدار کمکی باعث کاهش بازده در بارهای سبک می­شود. همان­طور که مشاهده می­شود، راندمان مبدل درجه دوم پیشنهادی پنج درصد بیشتر از همتای کلیدزنی سخت در بار کامل است.

 

شکل (11) راندمان مبدل پیشنهادی تحت تغییرات بار در مقایسه با همتای سوییچینگ سخت آن

Figure 9. The proposed high step-up converter efficiency compared to the hard-switched counterpart

 

 

8-شرایط کلیدزنی نرم در مبدل پیشنهادی

برای تخلیه خازن اسنابر سوییچ اصلی و ایجاد شرایط کلیدزنی در ولتاژ صفر بایستی انرژی سلف نشتی بزرگ­تر از انرژی خازن اسنابر سوئیچ اصلی CSM  باشد. بنابراین رابطه 34 را می­توان برای فراهم بودن شرایط کلیدزنی در ولتاژ صفر در نظر گرفت.

                                                                        (34)

با توجه به طراحی خازن اسنابر 7/4 نانو فاراد و روابط 24 و 34 ، شکل 12 بدست می­آید که ناحیه کلیدزنی نرم در مبدل را به ازای مقادیر مختلف بار خروجی نشان می­دهد. همانطور که مشاهده می­گردد در بارهای سبک برای باقیماندن شرایط کلیدزنی در ولتاژ صفر اندازه سلف نشتی بایستی بزرگتر انتخاب گردد.

 

شکل (12) نمودار محاسبه سلف نشتی برای برقرار بودن کلیدزنی نرم مبدل پیشنهادی در بارهای مختلف 

Figure (12) The leakage inductance value for the establishment of soft switching of the proposed converter at different loads

 

 

 

 

9- مقایسه مبدل درجه دوم پیشنهادی با مبدل­های قبلی

مبدل بسیار افزاینده مرتبه دوم پیشنهادی با مبدل­های مشابه بر اساس معیارهایی مانند تعداد عناصر، نوع سوئیچینگ نرم، تنش ولتاژ کلیدها، بهره ولتاژ و نوع جریان ورودی مبدل مقایسه می­شود. همان­طور که در جدول 2 نشان داده شده است، تمام مبدل­های قبلی دارای اجزای کمتری نسبت به مبدل پیشنهادی هستند. اما تمام مبدل­های معرفی شده دارای بهره ولتاژ کمتری نسبت به مبدل درجه دوم پیشنهادی هستند. تنش ولتاژ روی کلید در مرجع [11] مشابه مبدل درجه دوم پیشنهادی است اما بهره ولتاژ آن کوچک­تر و جریان ورودی آن پالسی است. سایر مبدل­ها نیز تنش ولتاژ بالاتری دارند. همچنین مبدل پیشنهادی و مبدل ارائه شده در مرجع [10] دارای جریان ورودی پیوسته هستند. سه مبدل دیگر دارای جریان ورودی گسسته هستند (به دلیل تعبیه یک سلف تزویج شده در ورودی)، که منجر به افزایش تلفات هدایتی و مشکل در تعقیب حداکثر توان در کاربردهای سلول خورشیدی می­شود. مبدل [12] تحت شرایط جریان صفر کار می­کند که باعث افزایش تلفات روشن شدن سوئیچ و تخلیه خازن پارازیتی در آن می­شود.

 

جدول (2) مقایسه مبدل بسیار افزاینده پیشنهادی با مبدل­های مشابه قبلی

مرجع پارامتر	مبدل پیشنهادی	[10]	[11]	[12]	[13]
تعداد کل المان­ها	14	10	12	10	7
نوع کلیدزنی	ZV	ZV	ZV	ZC	ZV
بهره ولتاژ	(n+2)/(1-D)2	(n+2)/(1-D)	(n+2)/(1-D)	(1+nD+D)/(1-D)	(1+nD)/(1-D)
استرس ولتاژ روی سوییچ­ها	Vo/(n+2)	Vo/(n+2)	Vo/(n+2)	Vo/(1+nD+D)	Vo/(1+nD)
جریان ورودی	پیوسته	پیوسته	پالسی	پالسی	پالسی

 

10- نتیجه­گیری

در این مقاله یک مبدل درجه دوم جدید با نرخ تنش ولتاژ پایین ارائه شده است. مدار کمکی در مبدل پیشنهادی نه تنها شرایط کلیدزنی در ولتاژ صفر را برای هر دو کلید فراهم می­کند، بلکه به دلیل تعداد کم عناصر مدار کمکی، تلفات هدایتی قابل توجهی را به مبدل تحمیل نمی­کند. از طرف دیگر، به دلیل عملکرد مکمل کلید کمکی، طراحی مدار کنترل مبدل پیچیده نیست. یکی از ویژگی­های مبدل معرفی شده، جریان ورودی پیوسته با ریپل 6/1 آمپر می­باشد. همچنین، راندمان مبدل درجه دوم پیشنهادی در بار کامل در مقایسه با مبدل با کلیدزنی سخت 6 درصد بهبود می­یابد.

 

References

مراجع

[1]       M. Emamdad, E. Akbari, S. Karbasi, A. Zare Ghaleh Seyyedi, "Design and analysis of a new structure for non-isolated dc-dc boost converters", Journal of Intelligent Procedures in Electrical Technology, vol. 15, no. 58, pp. 109-120, September 2024 (in Persian).

[2]       A. Dalirian, A.R. Solat, S.M.J. Rastegar-Fatemi, "Smart control of photovoltaic static compensator system based on fuzzy logic control to improve voltage stability", Journal of Intelligent Procedures in Electrical Technology, vol. 15, no. 60, pp. 119-134, March 2025 (in Persian).

[3]       I., Es-Haghpour, Majid Delshad, Saeid Javadi. "A new interleaved ZVT high step-up converter with low input current ripple", International Journal of Electronics, (2021), doi: 10.1080/00207217.2021.2001861

[4]       B., Tohidi, M.., Delshad , H., Saghafi, “A New Interleaved ZVT High Step-Up Converter with Low Count Elements for Photovoltaic Applications. Journal of Renewable Energy and Environment,” vol. 9, (2021);70-77. doi: 10.30501/jree.2021.279818.1198

[5]       R. Beiranvand and S. H. Sangani, "A Family of Interleaved High Step-Up DC–DC Converters by Integrating a Voltage Multiplier and an Active Clamp Circuits," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 37, no. 7, (2022), 8001-8014, doi: 10.1109/TPEL.2022.3141941.

[6]       S. Hasanpour, Y. P. Siwakoti and F. Blaabjerg, "Analysis of a New Soft-Switched Step-Up Trans-Inverse DC/DC Converter Based on Three-Winding Coupled-Inductor," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 37, no. 2, (2022), 2203-2215, doi: 10.1109/TPEL.2021.3103978.

[7]       Y. Zhao, X. Xiang, C. Li, Y. Gu, W. Li and X. He, "Single-Phase High Step-up Converter With Improved Multiplier Cell Suitable for Half-Bridge-Based PV Inverter System," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, no. 6, (2014), 2807-2816, doi: 10.1109/TPEL.2013.2273975.

[8]       L. Schmitz, D. C. Martins and R. F. Coelho, "High Step-Up Nonisolated ZVS/ZCS DC–DC Converter for Photovoltaic Thin-Film Module Applications," in IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 7, no. 1, (2019), 565-575, doi: 10.1109/JESTPE.2018.2830650.

[9]       R. Cheraghi, E. Adib and M. S. Golsorkhi, "A Nonisolated High Step-Up Three-Port Soft-Switched Converter With Minimum Switches," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 68, no. 10, (2021), 9358-9365, doi: 10.1109/TIE.2020.3026306.

[10]       Zheng, Y., Brown, B., Xie, W., Li, S., et al “'High Step-Up DC–DC Converter With Zero Voltage Switching and Low Input Current Ripple”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 35, (2020), 9416-9429.

[11]       S. Shabani, M. Delshad, R. Sadeghi and H. H. Alhelou, "A High Step-Up PWM Non-Isolated DC-DC Converter With Soft Switching Operation," IEEE Access, Vol. 10, (2022), 37761-37773, doi: 10.1109/ACCESS.2022.3163146

[12]       B. W. Williams, “Unified Synthesis of Tapped-Inductor DC-to-DC Converters, ” IEEE Trans. Power Electron., vol. 29, (2014), 5370–5383.

[13]       T. F. Wu, Y. S. Lai, J. C. Hung, and Y. M. Chen, “Boost converter with coupled inductors and buck-boost type of active clamp,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 55, (2008), 154–162.

[14]       Mirtalaee, M., Amani Nafchi, R. Boost High Step-Up DC/DC Converter with Coupled Inductors and Diode-Capacitor Technique Journal of Intelligent Procedures in Electrical Technology, 2019; 10(39): 3-12.

Jalili, J., Mirtalaei, S. M. M., Mohammadi, M. R., Majidi, B. A Non-Isolated High Step-Up Soft-Switching Converter with Coupled-Inductor. Journal of Intelligent Procedures in Electrical Technology , 2022; 15(57): 1-14.

 

 

 

1.       Photovoltaic cells

2.       Switched capacitor

3.       Coupled inductor

4.       Diode-capacitor multiplier

5.       Conduction loss

6.       Switching loss

7.       Reverse recovery

8.       Active clamp

9.       Capacitive turn-on loss

10.       Zero voltage switching

11.       Zero current switching

---